изменению величины
δ
t
от символа к символу. Это значительно за-
трудняет оценку параметров канала и демодуляцию сигнала. Таким
образом, необходима компенсация влияния остаточного временн ´oго
рассогласования в частотной области. Оценку
δ
t
возможно проводить
путем вычисления разности фаз между пилот-сигналами в пределах
OFDM-символа согласно выражению
ˆ
ϕ
t
(
l
) = arg
N
sp
−
1
X
i
=1
X
r
(
l, I
(
k
−
1))
X
r
(
l, I
(
k
))
P
(
I
(
k
−
1))
P
(
I
(
k
))
,
(6)
где
I
— множество индексов пилотов;
N
sp
— их число;
P
(
I
(
k
))
—
значения модулирующей псевдослучайной последовательности.
Следует отметить, что поднесущие, сильно подавленные в резуль-
тате многолучевого распространения, вносят малый вклад в сумму в
выражении (6) и слабо влияют на ошибку синхронизации.
Подставляя соотношения (3) в выражение (6), получаем
ˆ
ϕ
t
(
l
) =
−
2
π
Δ
I
N
FFT
δ
t
(
l
) + Δ
ϕ
t
+
n
ϕ
(
l
);
ˆ
δ
t
(
l
) =
N
FFT
2
π
Δ
I
(
−
ˆ
ϕ
t
(
l
) + Δ
ϕ
t
+
n
ϕ
(
l
));
Δ
ϕ
t
= arg
N
sp
P
i
=1
H
r
(
I
(
k
−
1))
H
r
(
I
(
k
)
,
где
n
ϕ
(l) — ошибки, вызванные наличием шумовых компонент сигна-
ла,
ˆ
δ
t
(
l
)
— оценка временн´oго рассогласования
δ
t
(
l
)
.
Компенсация влияния ошибок временн´oй синхронизации приведет
сигнал к виду
X
0
r
(
l, k
) =
β
(
δ
ω
)
H
(
k
)
X
t
(
l, k
)
×
×
exp
j
(
−
(Δˆ
ϕ
t
(
l
) +
n
ϕ
(
l
))
k
N
FFT
+
ϕ
(
l
)) +
N
(
l, k
);
k
2 −
N
−
1
2
;
N
−
1
2
.
Смещение оценки временн´oго рассогласования определяется толь-
ко видом частотной характеристики
H
(
k
)
, а случайные ошибки, как
показали экспериментальные исследования, при применении низкоча-
стотной фильтрации малы и имеют медленно меняющийся характер.
Таким образом, при дальнейшей обработке возможна их коррекция
блоком компенсации влияния канала. В связи с этим данные ошибки
для простоты дальнейшей записи будем включать в
H
(
k
)
. Тогда можно
записать
X
0
r
(
l, k
) =
β
(
δ
ω
)
H
(
k
)
X
t
(
l, k
) exp(
jϕ
(
l
)) +
N
(
l, k
)
,
ISSN 0236-3933. Вестник МГТУ им. Н.Э. Баумана. Сер. “Приборостроение”. 2011. № 1 23
